これは、“オーディオＤＣアンプシステム”上巻登載のＤＣマイクアンプのイメージである。

本来初段はＦＤ１８４１、２段目差動アンプとカスコードアンプには２ＳＡ７２６（２ＳＡ８７２）、カレントミラーには２ＳＣ１４００（２ＳＣ１７７５）、終段プッシュプルエミッタフォロアには２ＳＣ１７７５−２ＳＡ８７２だ。が、それらのモデルはないので、Ｋ３０、Ａ１０１５、Ｃ１８１５で代用する。

また、本来初段には２ＳＣ１４００（２ＳＣ１７７５）による定電流回路とカスコードアンプがあるべきなのだが、評価版であるために回路に描けるＴＲの数が１０個に制限されるので、定電流回路は電流源で代用し、カスコードは略さざるを得ない。実機ではカスコードで初段ＦＥＴに掛かる電圧を下げないとゲート漏れ電流が多くなってまずい、ということになる訳だが、シミュレーションでは問題はない。

これはＤＣマイクアンプであるが、各部の構成も動作電流値もＫ式ＧＯＡアンプの典型のようなものである。だから、これを探ると電池式時代のＧＯＡアンプのあらましが分かる。

初段の動作電流は差動アンプの片側がそれぞれ０．３ｍＡであること、そして初段の負荷が３．９ＫΩであること。は、電池式ＧＯＡ時代の定石だ。

初段のソースには半固定抵抗は入れない。接点１つも音を悪くするから極力排除する、というのがこの時代のポリシー。だが、それでは素子のバラツキ等により生じる出力のオフセットや終段のアイドリング電流の調整が出来ない。ので、出力のオフセットは初段の負荷抵抗にシリーズに小抵抗を挿入することにより調整する。面倒だが良い音を得るためだ。終段のアイドリング電流は、初段の定電流回路に指定のものを使えば（＝正しく０．６ｍＡに設定すれば）、この定数で無調整で６ｍＡ程度になることになっている。

実際このシミュレーションでも、初段右側の負荷抵抗３．９ＫΩに８．２Ωをシリーズに入れることによりオフセットはほぼ０Ｖに調整してある。また、この状態で終段のアイドリング電流は６ｍＡ強となっている。

さて、その出力の電圧利得特性と電圧位相特性はいかなるものだろうか、早速観る。

低域でのオープンゲイン６８ｄｂ、第１ポール≒３５ＫＨｚ、クローズドゲイン設定となる３７ｄｂポイントでの位相遅れは−９５°となっている。

なるほど、DCマイクアンプのクローズドゲイン設定は３７ｄｂ程度だから、低域でのＮＦＢは約３０ｄｂ程度得られる設定である訳だ。

２段目差動アンプに外付けされた２ｐＦによる位相補正が効果的に利いて、位相余裕も十分な状態でＮＦＢがかかる特性である。

しかも第１ポール≒３５ＫＨｚと低過ぎもせず高過ぎもせずの絶妙なポイントに配置されており、全体として非常にバランスが良い。

位相補正を外して各部の電流ゲインを観る。

これでＧＯＡアンプの各部の動作が大概分かる。

やはり完全対称型に比較すると動作対称性では微妙に劣っている。と言わざるを得ないか・・・。

グラフの一番下が初段の電流利得であり、３ＭＨｚ程度までは２本重なっているものの、それ以降はかろうじて１０ＭＨｚ程度まで左右の対称性が保たれている状態だ。これは、初段にソース抵抗がなく電流帰還が掛からないためソース抵抗が入った場合に比べ対称性の破綻する周波数がやや低いのだ。

電流利得は−６４．５ｄｂ程度だろうか。−６４．５ｄｂ≒１／１６８０であるから初段のｇｍ＝０．６ｍＳである。ソース抵抗が入っていないにもかかわらずごく小さい。これは動作電流が０．３ｍＡと小さいからだ。

次に２段目差動アンプのカスコードアンプ出力点における電流利得が、低域で−２４ｄｂのところに２本重なっている線である。高域では２００ＫＨｚ付近から対称性が崩れ、線の上側が２段目の左側であり、線の下側が２段目の右側である。

電流利得は−２４ｄｂ≒１／１６であるから、２段目カスコード出力点までのｇｍ＝６２．５ｍＳということになる。初段のｇｍ＝０．６ｍＳであったから２段目自体の電流利得は６２．５／０．６＝１０４．２倍ということになる。

さて、２段目左側の電流出力は下のカレントミラーで折り返されて鏡に映した如くにＣ１８１５のコレクタの電流出力として現れる、というはずだが、実はそれが今の−２４ｄｂの２段目差動アンプの出力点の電流利得の線の下、大体−２５．５ｄｂ程度のところにある線なのである。

残念なことに、僅か１．５ｄｂとはいえカレントミラーによる折り返しでは電流利得にこれだけの差異が生じてしまう訳だ。−２５．５ｄｂ≒１／１８．９であるから、２段目カレントミラー折り返し後のポイントにおけるｇｍ＝５２．９ｍＳということになる。

ＧＯＡアンプでは、２段目上側のｇｍ＝６２．５ｍＳ、下側のｇｍ＝５２．９ｍＳと、些か利得が異なるもの同士で終段をプッシュプルドライブしている、ということなのだ。

結果、グラフの一番上にある２本が終段ＰＰエミッタフォロアのエミッタにおける電流利得である。
−１５．５ｄｂ付近の線が下側（Ｑ９）エミッタにおける電流利得であり、−１８．５ｄｂ付近の線が上側（Ｑ３）エミッタにおける電流利得である。

なんと３ｄｂもの差がある。下側の方の利得が大きい。のは上下がコンプリ指定されたＴＲといってももとより別のＴＲであるからやむを得ないことなのだろう。が、エミッタフォロア動作で１００％の電流帰還が掛かっているのにこれだけの利得差が出るというのはちょっと・・・、という感もある。

ここはもう電圧出力であるので、終段で電流利得が増加したといっても、それがＧＭ×負荷抵抗という計算で電圧利得には繋がらない。という点が完全対称型とは異なるところだ。

結果、−２６ｄｂ付近にある下から２本目の線が出力の５０ＫΩのアース側における電流利得なのである。−２６ｄｂ≒１／２０であるから、このアンプの最終的なＧＭ＝５０ｍＳである。ということになるのだ。

よってこのアンプに５０ＫΩの負荷を繋げば５０ｍＳ×５０ＫΩ＝２５００＝６８ｄｂのゲインが得られるはずだが、果たしてそれは上でみたように低域での電圧利得６８ｄｂとピッタリである。

が、ではこのアンプの出力に１００ＫΩの負荷を繋げば倍の５０００倍の電圧利得になり、２５ＫΩの負荷を繋げば半分の１２５０倍の電圧利得になるか、というと、そうはならない。１００ＫΩの負荷を繋ぐとアンプ自体のＧＭが半分の２５ｍＳとなり、２５ＫΩの負荷を繋ぐと今度はＧＭが倍の１００ｍＳとなり、結果電圧利得はどの場合でも６８ｄｂとなるのである。

と、訳の分からないことを言ってはしょうもない・・・（＾＾；

この場合は終段がエミッタフォロアで、出力インピーダンスの低い電圧出力になっているから、もう負荷に比例してＧＭ×負荷で電圧利得が決まる状態ではないのである。ここに繋がる負荷がどのようなものでも電圧利得は一定なのだ。シミュレーターはそれを負荷に合わせてＧＭを反比例させることによりここでもＧＭ×負荷で正しい電圧利得として計算できるよう表現している、ということなのだ。ＰＳｐｉｃｅ、実に頭のいいシミュレーターだ。

では、このアンプの電圧利得を決めているのはどこか。

それは勿論、Ｑ１０コレクタ出力点における６２．５ｍＳとＱ８コレクタ出力点の５２．９ｍＳがプッシュプル合成される＝６２．５＋５２．９≒１１５ｍＳであり、その負荷であるＲ１５＝２２ＫΩである。

終段は１００％電流帰還（ＮＦＢ）の掛かったいわゆるエミッタフォロアであるので、その出力電圧はＲ１５に発生する電圧にフォローするだけだ。

アンプ出力に繋ぐ負荷抵抗をパラメトリックに２５ＫΩ、５０ＫΩ、１００ＫΩと変化させ、Ｒ１５における電流利得とアンプ出力点における電圧利得、電圧位相を観ることによりこれを確かめる。

結果は下図のとおり。

線が３本しかないように見えるが、実はどれも３本が完全に重なっていてそれぞれ１本にしか見えないのである。

要するにアンプの負荷が２５ＫΩであろうと５０ＫΩであろうと１００ＫΩであろうと、ＧＯＡアンプは内部動作にその影響を被らない、ということなのである。この点は完全対称型とは好対照である。これが即ち終段のエミッタフォロアによりもたらされる効果であり、素子ゲインを１００％帰還に回すことにより得られる功徳なのである。素子のハイゲイン＆ＮＦＢとはかくもありがたいものなのだ。

グラフの１番下がＲ１５出力点におけるアンプの電流利得である。実はこれがこのアンプの電流利得ＧＭである。−１９ｄｂぐらいであろうか。−１９ｄｂ≒１／９であるから、ＧＭ＝１１１ｍＳ程度ということになる。上でプッシュプル合成で１１５ｍＳ程度と計算したが読みとり誤差を考慮すればピッタリである。

であれば、このアンプの電圧利得はＧＭ（１１１ｍＳ）×負荷Ｒ１５（２２ＫΩ）＝２４４２倍＝６７．７５ｄｂとなるが、それがエミッタフォロア出力点である真ん中の線で６８ｄｂとなっている。読みとり誤差の範囲だ。

この２本の線をみると、その周波数特性が全く相似であることが分かるが、これは要するに１００％電流帰還の掛かった終段エミッタフォロアの周波数特性が超高域（ＧＨｚ領域）まで伸びていることを表している。であるからこそ前段に完璧にフォローしているのだ。

これらの周波数特性が低域の−３ｄｂとなるのは５００ＫＨｚ付近であろうか。これは２段目に起用されているＡ１０１５とＣ１８１５のベータ遮断周波数によるものだろう。

で、アンプ出力における電圧位相がグラフ一番上の線で、これではこのアンプの第１ポールは３５０ＫＨｚ程度と位相回転が早いが、利得のグラフの下降特性も−１２ｄｂ／ｏｃｔであることからしても、２段目において差動アンプのＡ１０１５とカレントミラーのＣ１８１５のベータ遮断周波数によるポールが重なっていることによるものであろう。

結果位相回転が−１２０°となるポイントは１．５ＭＨｚ程度となっている。ＤＣマイクのクローズドゲイン設定は３７ｄｂであるが、オープンゲイン時の３７ｄｂポイントはこれを大きく上回って５ＭＨｚ弱であり、そのポイントで位相回転は−１７０°に達している。したがって、このままではＮＦＢは安定に掛からない。発振するだろう。位相補償でスタガー比を稼がなければならない。

そこで２段目に２ｐＦの位相補正がなされて、

上でも見たとおり、低域でのオープンゲイン６８ｄｂ、第１ポール≒３５ＫＨｚ、クローズドゲイン設定となる３７ｄｂポイントでの位相遅れは−９５°となっている訳だ。しかも、それは負荷が２５ＫΩでも５０ＫΩでも１００ＫΩでも変わらないのである。一番上と結果は同じなのだが、実はこのグラフでは線が９本なのだ。が、各線とも３本が全く重なっていて３本にしか見えないのである。

終段のエミッタフォロアがバッファとなって、負荷によるアンプ内部動作への干渉を遮断するのだ。

結果、仕上がりの特性はかなり整うわけだが、実は内部動作自体も終段の電流帰還というＮＦＢによって最終的に整っているものであることが、各部の電流利得を観ることで分かる。

素顔はこうなのである。

ＮＦＢ（ここではエミッタフォロアに掛かっている電流帰還）の威力は大きいということか。

このようにＮＦＢの効果が大きい終段エミッタフォロアだが、では容量負荷に対しても絶大な遮断効果を発揮するだろうか。

録音アンプを繋いだイメージで負荷を１０ＫΩにし、パラにコンデンサーを付加してみる。

１０００ｐＦ、２０００ｐＦ、４０００ｐＦ、８０００ｐＦ、１６０００ｐＦ、３２０００ｐＦのパラメトリック解析。

上が位相で下が電圧利得。共に上から１０００ｐＦ、２０００ｐＦ、４０００ｐＦ、８０００ｐＦ、１６０００ｐＦ、３２０００ｐＦがパラに負荷となった場合である。

残念ながらやはり影響を受ける。

負荷にパラになる容量値が増えるほどに電圧利得の高域での低下が早まると共に、位相の回転も速くなっている。

第１ポールが著しく低下するというような問題はないが、第２ポールの位置が低域に降りてくるという状況になるようだ。

この結果からすると、ＤＣマイクのクローズドゲイン設定が３７ｄｂであることからオープンゲインが３７ｄｂのポイントにおける位相回転の状況により、１０００ｐＦ、２０００ｐＦ、４０００ｐＦの場合は当該ポイントでの位相回転が−１２０以内であるのでＮＦＢ後も安定であるが、８０００ｐＦでは−１２５°と安全圏の−１２０°を超えてしまっており、さらに容量が増えると位相回転がさらに進んだ状況になるので、このアンプでは８０００ｐＦ以上の容量負荷が繋がった場合、ＮＦＢを掛けると発振する可能性がある。が、容量負荷が大きくなるとゲインの下降も早くなるので、結果３２０００ｐＦ負荷でも位相回転は−１４０°以内だから発振しないかもしれない。

これは出力に繋ぐ負荷抵抗を５０ＫΩにした場合だが、結果は全く同じのようだ。

Ｋ先生の作例ではＤＣマイクアンプで出力に小抵抗をシリーズに繋ぐという策は採られていないが、試しにやってみる。

例えばたったの１０Ωを入れてみる。これで容量負荷耐性が高まるか？

役にたつようだ。

これで容量負荷３２０００ｐＦでも位相余裕的には安全になることが分かる。

たったの１０Ωが絶大な効果だ。これだと発振の心配は全くない。

次に方形波応答を観てみよう。先ずはオープンゲインでの１０ＫＨｚ方形波。

位相補正の２ｐＦが利いて、適度になまった１０ＫＨｚ方形波が出力される。

振幅は±１２．７Ｖｐｅａｋである。だからオープンゲインは１２．７／０．００５＝２５４０倍≒６８．１ｄｂである。ピッタリだ。


オープンゲイン時の方形波応答がこんなになまってしまって、ＮＦＢを掛けた後にはまともな方形波になるのだろうか？　と思うのだが、問題はないのだ。

ＮＦＢを掛けた状態での方形波応答。
１０ＫＨｚ方形波。

こちらの入力電圧は±０．２Ｖとする。ＮＦＢが掛かってアンプのゲインはクローズドゲイン＝３７ｄｂと大きく下がるからだ。

実に問題ない内部動作であることが分かる。ほぼ理想的な出力波形だ。

出力電圧は±１４．５Ｖである。したがってアンプのクローズドゲインは１４．５／０．２＝７２．５倍≒３７．２１ｄｂである。ピッタリだ。

さて、よく見ると、方形波の立ち上がり下がりの一瞬においてやや遅れている。

時間軸を拡大し、１００ＫＨｚの方形波応答を観ると、その内容が分かる。

１００ＫＨｚの方形波応答も実に立派なものである。

「当たり前だ。」　と天の声・・・　はっ。　ｍ（＿＿）ｍ

と、ご容赦を頂いて（＾＾；、この際、負荷に容量負荷をパラって方形波応答を観ることにより容量負荷安定性と容量負荷ドライブ能力を探ってみる。

出力には、録音アンプを繋いでいることを想定し１０ＫΩを繋ぐ。
さらに長いケーブルによる容量負荷をイメージしたＣをパラに繋ぐ。
Ｃはパラメトリックに１０００ｐＦ、２０００ｐＦ、４０００ｐＦ、８０００ｐＦ、１６０００ｐＦ、３２０００ｐＦ、そしてここではとどめの１０００００ｐＦ＝０．１ｕＦも繋いでみる。

これはどのような結果になるのか、実に興味深い。
さっそく１００ＫＨｚ方形波。

よく分かるように横軸を最低限の時間とした。これで１００ＫＨｚの方形波１波（ワンサイクル）である。
線が７本ある。のは、左から容量負荷が１０００ｐＦ、２０００ｐＦ、４０００ｐＦ、８０００ｐＦ、１６０００ｐＦ、３２０００ｐＦ、１０００００ｐＦの場合ということである。

この方形波応答をみる限りにおいては、このアンプはこのような容量が負荷とパラになっても発振には至らない。という感じだが実際にはどうだろう。

こうしてみると、１０００００ｐＦ（＝０．１ｕＦ）がパラになった場合はさすがに立ち上がり立ち下がりが間に合わず三角波になってしまうが、３２０００ｐＦ以下では十分に応答が間に合っており、エミッタフォロア出力の容量負荷対応能力がかなり高いものであることが分かる。

エミッタフォロア（電流帰還ＮＦＢ）で素（＝オープンゲイン時）の出力インピーダンスを下げ、さらにオーバーオールＮＦＢで出力インピーダンスを下げてドライブ能力を確保したことの意味がここに現れているようだ。

こちらは１０ＫＨｚ方形波応答である。

同じく７種の容量負荷値に対応して７本の線がある。意味は１００ＫＨｚの場合と同じだ。

こうしてみると１０００００ｐＦ＝０．１ｕＦが容量負荷としてぶら下がっても取りあえず大丈夫。という気はする。が、実際はどうなのか？は私の知るところではない（＾＾；

出力に１０Ωをシリーズに繋いで同様に方形波応答を観る。

スルーレートが悪化し方形波応答波形がよりなまってしまうかもしれない。

確かにやや応答が遅れ、波形のなまりは大きくなることが分かる。

が、この程度ならＯＫだろう。

とはいっても、付けなくとも安定度においてＯＫなのだから、僅かでも応答が遅れてしまう１０Ωを敢えて付ける意味はない。

こちらは１０Ωを付けた場合の１０ＫＨｚ方形波応答である。

１０００００ｐＦ負荷の場合はこの状態からちょっと帯域的に見劣りする状態だと思えるが、３２０００ｐＦまでなら十分許容範囲だろう。

参考までにこちらは出力にさらに大きく４７Ωを付けた場合。

１００ＫＨｚ方形波。

さらに立ち上がり、立ち下がりが遅れる。

１０ＫＨｚ方形波。

容量負荷の充放電にさらに時間を要するようになる。当たり前の結果だ。

ＮＦＢ安定性が良くなるといっても、過渡応答的には悪くなってしまうということだ。ＮＦＢ的になくて良いならない方が妥当なのが出力にシリーズに繋ぐ小抵抗というわけだ。

で、ようやく今回の本題だ。

完全対称型でＧＯＡＤＣマイクアンプに匹敵するＤＣマイクアンプが可能かどうか、を考えようというのである。

「君の能力を超えているよ・・・」　　はっ　ｍ（＿＿）ｍ

と、恥をしのんで考えてみるのである。

その結果がこれだ。

こうなっている理由だが、

�@ＮＦＢ回路のインピーダンスをＧＯＡマイクアンプの１／１００としたこと。

この理由は以前ここに書いた。要するにこうしないとアンプの電圧ゲインが負荷次第になってしまうのである。それはＤＣマイクアンプの活用環境からは妥当でないのである。ＤＣマイクアンプはＧＯＡのように負荷インピーダンスの影響を被らない方が吉なのである。

が、そうすると、完全対称型の電圧ゲイン＝アンプ全体の電流ゲイン×負荷インピーダンスであるから、ＧＯＡ並みの電圧ゲインを稼ぐためにはアンプの電流ゲインを１００倍も多く稼ぐ必要が出てくる。

このため、

�A各段ともエミッタ（ソース）抵抗を挿入せず、最大限の電流ゲインを稼ぐ構成としたこと。

初段はＧＯＡＤＣマイクアンプにならったこともありソース抵抗なしなのであるが、それは初段の電流ゲインを稼ぐ意味でも妥当なのでそうしている。
電流ゲインを稼ぐ意味からはもっとｇｍの大きいＦＥＴを起用すれば良いわけだが、音の点からＦＤ１８４１（１８４０）しかない、ということであればシミュレーション上は同様にｇｍの小さいＫ３０を起用しておく以外にない。
が、いくらかでもゲインを高めるために動作電流は０．９mAとＧＯＡの３倍にした。よってＩｄｓｓ＝２ｍＡ以上が必要になる。この程度のＦＤ１８４１ならあるだろう。

２段目と終段はトランジスタである。この回路では要求電流ゲイン的にＦＥＴでは困難だ。

２段目の負荷抵抗を２２０Ωにしたのは、２段目に比較的大きな電流を流してＨｆｅを大きくし電流ゲインを稼ぐためであり、また、終段トランジスタのドライブインピーダンスをいくらかでも小さくして終段ＴＲのＣｏｂとで終段入り口に出来るポールをいくらかでも高域に追いやるためである。

終段のアイドリング電流はこの状態で７ｍＡ程度である。ただし、下側は２段目上側の動作電流が加算されるから10mA程度になる。
このアンバランスが嫌な場合は、終段アイドリング電流を増やしてアンバランスを散らすか、但聞響さん発明（だったと思う）になる補完回路で２段目上側動作電流を抜いてやる等の手だてを講じることになる。が、ここではそのままにしておく。

果たして、これでＧＯＡマイクアンプ程度の電圧ゲイン、帯域が得られるであろうか。また、それらが負荷抵抗に影響されない状態になるであろうか。

さっそく、位相補正はなしの状態のオープンゲインで出力電圧利得、位相特性を観てみよう。
負荷はパラメトリックに１ＫΩ、２ＫΩ、４ＫΩ、８ＫΩ、１６ＫΩ、３２ＫΩ、６４ＫΩである。

結果は、このとおりだ。

これならまあまあなのではないだかろうか。

電圧ゲインは７２ｄｂ（負荷１ＫΩ）から７５ｄｂ（６４ＫΩ）と負荷の６４倍（＝３６ｄｂ）の変動に対して３ｄｂしか変動していない。位相特性もほぼ変動していない。これでＧＯＡマイクアンプ以上のゲインが得られている。オープンゲインは出来ればＧＯＡの場合以上に欲しいのである。何故なら、ＧＯＡの場合はエミッタフォロアがもともとゲインを電流帰還で１００％消費して出力インピーダンスを下げるために使っているからである。完全対称ではそれが出来ない。その分オープンゲインを稼いでオーバーオールＮＦＢに回さなければＧＯＡに匹敵する低出力インピーダンスは得られないのが理屈というものであるからだ。

これ以上のゲインアップは初段にｇｍの大きいＦＥＴを用いるといったこと以外には困難と思われるので、これでいってみよう。

上の状態では所要のスタガー比が確保されていないからＮＦＢアンプとして成功しない。

ので、所要の位相補正をまず考える訳だが、２段目差動アンプの例の位置にＣを入れるのが最も効果的だ。
クローズドゲイン設定が３７ｄｂと比較的高いこともあって、終段にＣ１７７５、Ｃ１４００、Ｄ７５６、Ｃ１８１１等の金田石でＣｏｂの小さいものであれば１ｐＦで良いようだ。

オープンゲイン３７ｄｂポイントで位相回転−１０４°程度が得られる。第１ポールは６０ＫＨｚ付近だ。これでＮＦＢ量は低域で３７ｄｂ程度得られることになる。なかなか良さげだ。

終段にＣｏｂの大きいいにしえの名石２ＳＣ９５９（９６０）を用いる場合は、これによるポールの影響が生じるため、位相補正に２ｐＦが必要になる。

これでオープンゲイン３７ｄｂポイントで位相回転−１０５°程度。第１ポールは２５ＫＨｚに程度に下がってしまうがやむを得ない。

初段のステップ型位相補正の可能性も検討したが、１ＭＨｚ超付近のトランジスタのベータ遮断周波数によるポールは強力なため、初段ステップ型ではこれによる位相回転を戻しきれない。

結局、２段目の例の位置に２ｐＦを入れる位相補正を併用する以外になかった。

これで安定だが、これでは何故初段でステップ型位相補正をするのか分からないということになる。

２段目のＢ−Ｃ間の位相補正Ｃ＝２ｐＦだけでいこう。

２段目のＢ−Ｃ間のＣで位相補正すると、ありがたいことに連星効果が効果的に働いてくれるのだ。

ＮＦＢを掛けてみよう。

まずは終段モールドタイプ。

クローズドゲイン３７．４ｄｂでピークもなく、周波数特性の−３ｄｂポイントは４．５ＭＨｚ程度であろうか。位相も１００ＫＨｚまではほぼフラットだ。

次は終段Ｃ９５９（９６０）タイプ。

クローズドゲインはこちらも当然３７．４ｄｂだ。ピークのないのも同じだが、周波数特性の−３ｄｂポイントは２ＭＨｚ程度に下がる。位相もほぼフラットなのは６０ＫＨｚ程度までとなる。

さて、この設定で終段エミッタフォロアのＧＯＡマイクアンプのような容量負荷遮断効果が得られるだろうか。実はこれが今回のキモなのである。

ＧＯＡの場合と同様、録音アンプを繋いだイメージで負荷を１０ＫΩにし、パラにコンデンサーを付加してみる。

１０００ｐＦ、２０００ｐＦ、４０００ｐＦ、８０００ｐＦ、１６０００ｐＦ、３２０００ｐＦのほか、今回はとどめの１０００００ｐＦも加えてパラメトリック解析。

まずは終段モールドＴＲタイプ。

結果やいかにぃ・・・（＾＾；

勿論上が位相で下が電圧利得だ。どちらも線が７本あるが、いずれも上から容量負荷が１０００ｐＦ、２０００ｐＦ、４０００ｐＦ、８０００ｐＦ、１６０００ｐＦ、３２０００ｐＦ、そして、１０００００ｐＦの場合である。

おお！どの容量負荷の場合もオープンゲイン３７ｄｂポイントでは位相回転−１２０°以内に上手く収まるではないか。

第１ポール位置は容量負荷の増加とともに下がってしまうが、８０００ｐＦまでは２０ＫＨｚを確保している。ＧＯＡより低いがそもそもの電圧ゲインはこちらの方が大きいのだからそれを勘案すれば立派なものだ。

良いのではないだろうか（＾＾；

さて、気づいた方もおられると思うが、いつの間にか位相補正が２ｐＦになっている。
実は１ｐＦでは位相回転が−１２０°以上になる場合があるようだったため、２ｐＦにせざるを得なかったのである。
が、これで１０００００ｐＦ＝０．１ｕＦが負荷にぶら下がってもＯＫなのだから御の字だ。

次は終段Ｃ９５９（９６０）タイプ。

同じく負荷１０ＫΩ、パラコンデンサー、１０００ｐＦ、２０００ｐＦ、４０００ｐＦ、８０００ｐＦ、１６０００ｐＦ、３２０００ｐＦ、１０００００ｐＦのパラメトリック解析。

この場合も、どの容量負荷でもオープンゲイン３７ｄｂポイントでは位相回転−１２０°以内に上手く収まる。

ここでも第１ポール位置は容量負荷の増加とともに下がってしまうが、こちらは８０００ｐＦまでは１５ＫＨｚを確保しているといったところだ。

まあ、これも良いのではないだろうか（＾＾；

これで、今回考えた完全対称型ＤＣマイクアンプの位相補正は、２段目差動アンプ例の位置における２ｐＦに統一されることになった。

ＧＯＡの場合と同様に出力にシリーズに１０Ωを繋いでその効果を観てみる。

まずは終段モールドＴＲタイプ。

おお！これはこれは・・・。完全対称型の場合はＧＯＡ以上に効果が得られる。のは連星効果が働くせいだろうか。

これなら位相補正は１ｐＦでもＯＫだろう。

同様に、終段Ｃ９５９（９６０）タイプの場合。

同様だ。

どうだろう。ここまでの結果からはこの完全対称型ＤＣマイクアンプ、ＧＯＡＤＣマイクアンプ並みの性能は発揮できそうに思えるのだが・・・（＾＾；

あとは、方形波応答で容量負荷安定性と容量負荷ドライブ能力を確認してみよう。

ＧＯＡの場合と同様に、出力には録音アンプを繋いでいることを想定し１０ＫΩを繋ぐ。
さらに長いケーブルによる容量負荷をイメージしたＣをパラに繋ぐ。
Ｃはパラメトリックに１０００ｐＦ、２０００ｐＦ、４０００ｐＦ、８０００ｐＦ、１６０００ｐＦ、３２０００ｐＦ、そして１０００００ｐＦ＝０．１ｕＦだ。

さっそく１００ＫＨｚ方形波。

終段モールドＴＲタイプ。

オープンゲイン周波数特性から予想されたとおり、ＧＯＡに比較するとややスピードは劣るが、安定度に問題はなく、ＧＯＡＤＣマイクアンプに勝るとは言えないが、匹敵する結果が得られたと言ってよいのではなかろうか。

これは出力シリーズに１０Ωを入れた場合である。

ＧＯＡの場合と同様、充放電に時間を要する結果となる。ＧＯＡの場合と同様、なくて安定ならば出力にシリーズの抵抗は入れない方が妥当なのだ。

これは１０Ω抵抗なしでの１０ＫＨｚ方形波応答である。

同様１０Ω抵抗ありの場合。

次に終段Ｃ９５９（９６０）タイプの場合。

１００ＫＨｚ方形波応答。出力シリーズ１０Ω抵抗なし。

１００ＫＨｚ方形波応答。出力シリーズ１０Ω抵抗あり。

１０ＫＨｚ方形波応答。出力シリーズ１０Ω抵抗なし。

１０ＫＨｚ方形波応答。出力シリーズ１０Ω抵抗あり。

どうだろう。

これなら何とかＧＯＡＤＣマイクアンプ並みの完全対称型ＤＣマイクアンプにはなったように思うのだが・・・（＾＾；

が、周波数特性や方形波応答スピードで明らかなように、これでも特性的には決してＧＯＡマイクアンプを超えていない。

まして音が良いものかどうかは全く分からない。

完全対称型マイクアンプ。実に難しい・・・（＾＾；

実は、上で考えた完全対称型ＤＣマイクアンプは終段も最大限の電流ゲインを得るためにエミッタ抵抗を入れていない。

だから、実機として実際に動作させる場合は終段ＴＲの温度補償が必要になる。

手法としては我が完全対称型ヘッドフォン（専用）アンプのように初段負荷抵抗の上にサーミスタを載せて、これを終段ＴＲと熱結合して温度補償とするのが良いだろう。

が、それは余りに面倒だ。できれば終段にエミッタ抵抗を入れて温度補償なしで安定に動作するものにはできないだろうか。

ということで、最後に、終段Ｃ９５９（９６０）タイプをモデルとして、その可能性を考えてみよう。

回路はこうなる。

初段以外はＮｏ−１６８に似ている。

まずは負荷抵抗を１ＫΩから６４ＫΩまで同様に変化させての電圧利得、位相の周波数特性。

こうすると終段のゲインが下がり、２段目も動作電流が減るので２段目のゲインもやや減ってしまう。結果オープンゲインは６１．５ｄｂ（１ＫΩ）から６４．５ｄｂ（６４ＫΩ）と減って、ＧＯＡマイクアンプ以下のゲインになってしまう。

が、これで第１ポールは６０ＫＨｚ程度であるし、オープンゲイン３７ｄｂポイントの位相回転も−１１０°程度であるので取りあえずＯＫだ。

次は、容量負荷を１０００ｐＦから１０００００ｐＦまで変化させた場合の、電圧利得、位相の周波数特性なのであるが、ここで位相補正に５ｐＦ必要であることが明らかになった。

終段電圧ゲインが減ったために、連星効果が減り、上の場合と同様に高域の位相回転を遅らせる連星効果を得るためには位相補正に５ｐＦが必要になったのである。

結果、ゲインが小さいのにポールの位置は下がってしまう。
嬉しくない結果なのだが、やむを得ないのだ。

出力にシリーズに１０Ωを繋ぐ効果は、

この場合も同様である。

続いて方形波応答である。

ここで、何故今回考えた完全対称型ＤＣマイクアンプにおいて上の構成が必要だったのかが明らかになるのだが・・・（＾＾；

１００ＫＨｚ方形波応答。出力シリーズの１０Ω抵抗なしの場合。

こういうことなのである。

要するに出力インピーダンスが下がりきらないために、スルーレート（か？）が足りないのだ。

こちらは出力にシリーズに１０Ωを繋いだ場合なのだが、それ以前のアンプ自体の出力インピーダンスが高いため差が見られない。

これではＧＯＡマイクアンプに明らかに劣る。

１０ＫＨｚの方形波応答。出力１０Ωなしの場合。

容量負荷では明らかに狭帯域になってしまっている。

オープンゲインが足りないのだ。
ＮＦＢ量が不足なのだ。
そのため出力インピーダンスが高すぎるのだ。

こちらは１０Ω付きの場合だが、１００ＫＨｚの方形波の場合と同様、１０Ωありなし以前の問題なのである。

こうしてみると、完全対称型のＤＣマイクアンプは実に難しい。と思う。

完全対称型のＤＣマイクアンプがなかなか発表されないのも分かるような気がする（僭越ながら　ｍ（＿＿）ｍ）。


なお、実際にＤＣマイクアンプの出力に長いケーブルを繋いだ場合は、ここでやってみたＣ分のみならず、Ｒ分、Ｌ分も負荷されることになる。が、リモートセンシングする訳ではないから、マイクアンプでそれらを制御することは不可能だ。だからここで見た方形波応答などは実際の長いケーブル末端ではもっと厳しい状況になっているものと思われる。


さて、Ｋ先生の新作完全対称型ＤＣマイクアンプが発表されるとすれば、それはＧＯＡＤＣマイクアンプを明らかに超えるものとなるだろう。

ここで考えたものは全くそのレベルには達していないわなぁ・・・。

当たり前か（＾＾；


以上、毎度のことながら、このシミュレーション結果及び私の拙い解析に妥当性があるのかどうかは全く保証の限りではない。ので、あしからず。

（２００３年３月１５日）